驻波比 功率_筑波大发射功率反而大

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衡量功率反射大小的量称为「反射系数」，常用Γ (音 gamma) 或ρ (音 rho) 表示。为了讨论简单起见，我们假设负载阻抗为纯阻性的。反射系数定义为：
ρ= (反射电压波) / (入射电压波) …… (1)
ρ= (RL-Ro)/(RL+Ro) …… (2)
可见，当 Ro=RL，则ρ =0，称为匹配状态。当 RL>Ro，ρ为正值；RL<Ro 时，ρ为负值。如果 RL 为开路或短路，则ρ分别等于 +1 或 -1，称为「全反射」。
用反射系数可以完善地描述传输系统的匹配状态，但用驻波比 (SWR) 更为简单和直观。我们知道，在匹配状态下，高频电磁能量全部流入负载，不存在反射。这时，沿传输线各个位置上的电压振幅相等，不存在驻波，称为「行波状态」。而在失配时，由于存在反射波，反射波与正向波的叠加结果，就会在线上的各个点的振幅，存在有规律的起伏，称为驻波状态，如图 2 所示。
驻波比定义为：
SWR=Umax/Umin …… (3)
SWR = (U入+U反)/(U入-U反) …… (4)
SWR = (√P入+√P反)/(√P入-√P反) ……(5)
显然地，当无反射时，SWR= 1，当全反射时 SWR= ∞。
SWR = (1+|ρ|)/(1-|ρ|) …… (6)
SWR = RL/Ro RL>Ro 时 …… (7)
SWR = Ro/RL Ro>RL 时 …… (8)
由公式可见，当 Ro=50 Ω时， RL= 100 Ω或为 25 Ω，都会使 SWR=2。当 RL=3Ro 或 1/3Ro 都会使 SWR=3。
公式 (6) 还可改写为：
ρ=(SWR-1)/(SWR+1) …… (9)
可见，当 SWR=2 时，ρ = 1/3，这相当于有 1/3 的入射电压被失配的负载反射回来。
测量 SWR 的方法有「测量线法」、「反射计法」、「网络分析仪法」及「高频阻抗电桥法」等，但这些仪器往往不适于用于测量天线馈线系统。因此专门用于测量天馈系统的驻波比及功率计就应运而生，成为测量仪器家族中一个分支。本文的目的就是综述这种仪器的原理、制做、校准及其使用方法。
驻波表主要由三个部分所组成：「定向耦合器」、「检波器」和「电表电路」。现分别讨论如下：
定向耦合器
定向耦合器是一个三端口器件或电路：一个输入口、一个输出口和一个耦合输出口。理想的耦合输出口只对来自某一方向的电磁能量进行取样，而对另一方向来的电磁能量不敏感。良好的定向耦合器的取样量 (称为耦合系数 )，应该在使用频率范围内是「平坦的」 (flatness)。
方向性 (Directivity) 也是定向耦合器的一个重要指针，它是指耦合输出口对来自非取样方向的信号不敏感的程度。这一指针直接影响 SWR 的最小可测 SWR 值。例如具有 20dB 的方向性的定向耦合器就会将 1:1 的 SWR 测成 1.22:1。而具有 30dB 方向性时，则只将 1:1 的 SWR 看成为 1.07:1。
常用于 SWR 表上的定向耦合器，基本上有两种类型：一种是由集总参数组件组成的类似于高频阻抗电桥的方式；另一种是利用分布参数电路的微带线 (Microstripline) 方式。前者具有较好的频率特性，在相当宽的频带内定向耦合系数基本桓定，但因受分立组件频率特性的限制，未能使用到超高频频带，而只在 HF 频段 (15-60MHz) 被广泛使用。
后者被人称为 Monimatch 方式，它因系由微带线组成，因此具有极佳的阻抗连续性，而且电路十分简单，其缺点是对频率变化敏感，这对于测量 SWR 影响尚小，但对于测量功率，则会产生频率响应误差。因此大都用此种方式于 VHF 及 UHF 中的某一顿段中制成指定频段的仪器。

每个 SWR 表都具有两支定向耦合器。
每种 SWR 表都是先测出正、反向功率，再求出 SWR 值，因此这种表往往是 SWR 表又是功率计。于是有人索兴称之为定向瓦特表 (Directional Wattmetter)。
我们首先分析一个最简单的定向耦合器：
图 3 中，T1 为电流互感器，其变比 (即匝数比 )为 N。C1、C2 为电容分压器，C2 上的电压与传输线上的电压同相位，且其值为： U入 * [C1/(C1+C2)]
电阻 R 上的电压为： R * U入/Z * 1/N
当此电桥平衡时 (高频电压表 V 两端等电位 )即：C1/(C1+C2) = R/Z * 1/N
称为电桥平衡条件。如果电桥是按 50 Ω设计的，则电桥的组件参数应满足： R/N * (C1+C2)/C1 = 50Ω
通常可先确定 N 及 R，然后再算出电容值。例如选定 R=22 Ω，N=22，C1=5pf，于是： C2 = (NC150)/R – C1
代入后得 C2=245pF。
显然按上述参数组成的电路，当输出端接上 50 Ω负载时，表头的指针位置应为零位置，也就是说 SWR=1；当 Z 值偏离 50 Ω时 (无论是大于 50 Ω，或少于 50 Ω )皆会使指针偏移，其读数比例于反射电压。
为了读取入射电压，只需将电流互感器的次级反接，这时高频电压表 V 两端的电压反相位，电压表读数相当 C2 上的电压与 R 上的电压之和。如果我们将此电压表按功率来刻度，于是此表即可测量入射功率或反射功率。
测量 SWR 时，首先置于测量正向功率状态，调节表头灵敏度，使指针指向满度，然后使电路改换为测量反射状态，即可在度盘上读出 SWR 值。也可分别测出ρ入和ρ反，用公式 (5) 计算出 SWR。
以上只是原理性的，还未解决如果制做电压表和如何倒换互感器极性的问题。根据上述原理，实际的定向耦合器如图 3 所示。






由图 4 可见是由两个定向耦合器组成，左边的用来检测反向功率，右边的用于入射功率。图中巧妙地利用分压电容 C1 和 C2 兼做检波负载电容，这一电路可以保证不管负载阻抗是大于还是少于 50 Ω，皆会得到正的电压输出给 REF 指示电路。
图 4 的缺点是电路组件较多，还可以改变为图 5。
图 5 电路中共享了一套电容分压器并节省两支 RFC，而将电流互感器改为双线绕法。
以上所介绍的电路都是采用一套分压电路，由于分布参量的影飨，计算值往往偏离实际值，因此需要仔细调整，才能得到所需的状态，稍一不小心就会使 SWR 表偏离设计的阻抗特性。
能否有一种电路，不需调试即可得到预期的阻抗特性呢？答案是肯定的，用一支电压互感器来替换电容分压器，即可达到目的。请参看图 6。
图 6 中，T2 为电压互感器，其感应电压为 U 入 /N2。T1 为电流互感器，其次级电流为 (U 入 / Z)*(1/N2)。电阻 R 上的电压则为 U 入 *(R/Z)*1/N2)。电桥平衡时，R 上的电压与 T2 的感应电压相等而抵消，即平衡条件为 N1/N2=R/Z。如果选用 N1=N2，R=50 Ω，则此 SWR 表即为 50 Ω的仪表，如果将 R 改为 75 Ω，则此表即可简单地被修改为测量 75 Ω系统的仪表了！图 6 可以进一步修改为更为稳定和简便的电路，如图 7(A)。
这种电路称为串联匹配 (Tandem Match) 电路。由等效电路可以看出 J1 的输出为电流源与电压源合成的结果，而 J2 的输出为两项相差的结果。本电路有良好的技术特性：在 1.8~30MHz 频段内，耦合系数的平坦性优于± 0.1dB，达到 50MHz 时也只不过± 0.3dB。在 1.8~30MHz 内方向性超过 35dB，在 50MHz 时为 26dB。
图 8 为一个电路的结构图，可工作至 1.5KW。两组互感器的屏蔽隔离是十分重要的，否则仪表的方向性将变坏！必须特别指出的是，互感器初、次级之间的电场屏蔽也是十分必要的，否则，仪表的频率平坦性变差。但是切记，屏蔽层只允许一端接地，而另一端悬空，如果两端皆接地，则根本不能工作！结构及原理细节请参阅 ARRL The Radio Amateur’s HandBook 1993。
除了一个或两个互感器的电路外，还可以用三只互感器来组成 SWR 表，这极电路有极好的对称性，且便于镶在一段微带传输线的中间，如图 9 所示。
以上两种电路由于信号信道采用了一段同轴电缆或微带线，因此定向耦合器的固有驻波很小，保证了传输线的良好匹配。
定向耦合器的低频限制与互感器次级的感抗有关，至少要保证在低频端的感抗ω L 要大于三倍于 50 Ω。而最高工作频率是受次级绕组的长度所限，较少的匝数比可以使高频端大为扩展，例如 N=10 时，可以使高频限制达到 150MHz 波段，仍可保证有较好的测量准确度。互感器的匝数比还对 SWR 表的灵敏度有直接的影响。
耦合系数为 20dB 的定向耦合器 (相当 N=10) 有着高灵敏度，适合 QRP 使用。但高灵敏度也会带来驻波表功耗的增加，因此对于可测大功率的 SWR 表，皆适当地减小定向耦合器的耦合系数 (即增加互感器的匝数，如 N=3 相当于 30dB)。
在超高频频段，由于分立组件不可避免地存在有引线电感和分布电容等杂散参数的影响，使得上述电路的准确度和频率恃性变坏，而不能使用，因此在 VHF 及 UHF 频段中，则采用同轴结构或微带线方式的分布参数电路来实现定向耦合器，这种电路不能使用如前所述的集总参数的分析方法来解释。
Monimatch 电路的基本结构是在输入与输出端子之间，用一条与设计阻抗相匹配的微带线连接，然后在微带线的两侧，对称地设置两条有一定长度的耦合线，一条作为反向耦合器，一条作为正向耦合器。其基本形状如图 10 所示。
微带线的特性阻抗与印刷电路板的介电常数、板厚度及微带线宽度有关。靠近输入端口的检波器担负正向功率的检测，它对反向电能不敏感。靠近输出端的检波器也只检测反向传输的功率。实现这种定向检测功能要靠端接匹配负载后，仔细调节 R 的阻值来达到。也就是说，更换 R 的数值即可得到具有 50 Ω或 75 Ω特性的 SWR 表。
这种定向耦合器能够做成 GHz 的 SWR 表，但是这种方式的定向耦合器对频率敏感，频率的上升引起耦合系数加大，使得功率 (频率特性 )变坏，(但仍可以实现 SWR 的测量 )，因此只能窄频段使用。在 UHF 频段，对 SWR 表的传输特性要求较高，因此在同轴接头及微带设计都相对的比 HF 及 VHF 要为严格。
在要求不高的场合，还有一种制造简易定向称合器的办法，那就是在一小段同轴线的金属屏蔽网 (外导体 )内，穿入两根等长的细塑料绝缘导线，作为两个定向耦合器，如图 11 所示。

检波器

检波二极管除了应有好的高频特性外，最重要的是应该有小的正向电压降 (应小于 300mV)，并应有足够的反向耐压。低导通电压的肖特基 (Schottky) 二极管最为理想，例如 IN5711。通常可使用高频锗二极管，例如 1N34A，不应使用硅二极管，而其大的导通电压限制了测量小功率的能力，并呈现出更加明显的非线性。

顺便要指出的是，在 VHF 以上频段的定向耦合器中的电阻，也应考虑其对频率特性的影响，应使其引线尽可能短或采用数支电阻并联。大功率 SWR 表的电阻还应考虑其承受的功率。而检波器的负载电容通常为 0.01uF，但为测量 SSB 方式下的峰值功率，须另外并接上大得多的电容，例如 0.5uF。

显示电路
通常是在检波器之后设置必要的量程转换，并直接输入给表头进行显示。这种方式简单，而其缺点是刻度非线性，无法使用数字显示，以及不能测量较小的功率。
还有一种方式就是采用一系列线性化电路和仿真信号运算技术，从而改善了系统的非线性误差，扩展了小功率量程，并可采用数字式显示器。
显示的方式可有三种：单表头方式、双表头方式及双指针单表头方式。单表头方式使用不方便，已很少用。目前流行的是最后一种，这种方式既能同时显示正反向功率，而且可以由两针的交叉点上调出 SWR 值，可谓一举二得，不需任何操作，而且其电路还可比双表头方式简单一些。
由于二极管非线性检波的影响，在更换量程时，二极管工作于不同的工作点，使得不能共享一个表盘刻度，否则有较大误差，特别是在表针起始位置处，有更大的误差。精确的 SWR 表往往是每个量程对应着相应的刻度，也就是说在表头度盘上有数条刻度线。这对于业余制作是相当麻烦的。
那么有没有好办法用一条刻度线满足多量程共享呢？笔者采用了一种「以毒攻毒」的办法，使得各量程档皆有基本类似的非线性规律，收到了相当好的效果。

比如设计一台功率量程为 10W、100W 和 1KW 的功率计，可以想象到 10W 档工作时，检波二极管工作在相当低的电平上，受二极管的非线性影响严重；而工作在 1KW 档时，二极管工作于线性区，此时其刻度可以说基本上是线性的；当工作在 100W 文件时，非线性的影响则界于两者之间。
如果我们设法使 100W 与 1KW 工作时皆类似于 10W 时的情况，就可以使用 10W 的刻度来读数。办法极为简单，那就是在 1KW 电路中串接一支硅二极管，在 100W 电路中串接一支锗二极管。有兴趣的同好，不妨一试。完整电路图如图 13 所示。
在制做 SWR 表时，有以下几个问题必须加以重视。定向耦合器与检波器应做在一起，结构要紧凑，其地线要自成回路，不要与直流电路的地线混杂在一起。定向耦合器要与直流电路有一定距离，防止高频辐射对直流电路的影响，这一点对大功率 SWR 表，或带有上述补偿二极管方法的表，十分重要。
SWR表的校准
对于新制成的 SWR 表，首先要做的是使仪表达到预期的阻抗值。这对于图 6、7、8，不存在这种问题，只要选用准确的 R 值即可。
而对于图 4、5、9、10，则必须进行调准。其方法是在输出端接上一个标准假负载 (50 Ω或 75 Ω )。然后输入等幅功率信号，以图 4 为例，需调整 C1，使反射表头指示为零，然后将输入输出对调，调整 C3，使正向表头指示为零。
对于微带型 SWR 表，则是分别调整两个电阻值 (如果正反向两个定向耦合器在尺寸结构上是严格对称的，则其两个电阻值应相等 )，电阻值大致在 60-130 Ω之间。有些商品微带型表，干脆采用两支可变电阻。
在互感器型的驻波表中还存在有互感器次级相序问题，极性连接不正确时，将会产生正向与反向两表头互换，这时只需调换一下次级接法，即可改正。
在初调时，可采用小功率输入，但在最后调准时，则应使用尽可能大的功率，这是因为在接近匹配时反射信号很少，而二极管无法检测，以致不可能调得很准。
第二步骤是对功率指示校准 (或刻度 )，这时应使用准确的通过式功率计，与被校表相串连，端接匹配负载，然后在不同的功率下进行调整。对于低功率量程应在满功率上校准，而对于大功率量程 (例如 1KW 檔 )，对于业余家来讲，只能尽力而为，恐怕只能在 100W 或 200W 上调整了。
这里必须指出，功率的校准是在标准的假负载条件下进行的，不准确的假负载，将给校准工作带来误差。关于校准时所使用的频率值，应是工作频段的中心值。在校准后，应进行频响特性试验，检查一下在高端及低端频率上，读数的准确度。
笔者对当前较流行的 HF 收发信机进行过测试，其功率及 SWR 表皆相当准确，因此，在业余情况下，可以把这些电台做为标准功率源使用。
第三步就是对 SWR 值进行校准 (或刻度 )。这在理论上是很容易的，只要在 SWR 表输出端接上不同的已知驻波的负载，即可进行校准或刻度。我们可根据公式 (7) 和 (8)，很容易找到各种已知 SWR 的电阻。但这只有在较低频率上是可行的。
在 HF 高端频率上已是相当困难，在 VHF 以上频率，用普通电阻更无法得到准确的 SWR 值。这是因为杂散电容及引线电感，使得阻抗值远不是写在电阻上的欧姆数了。尽力剪短引线，并用数支电阻并联，不但可以提高承载功率能力，且可减少离散电抗，即使如此，也难以用于 VHF 以上频段。
条件较好时，可用阻抗测试仪或网络分析仪，对自制的各种负载，在不同频率上，测准其驻波或阻抗值，再用来校准 SWR 表。
顺便提一句，只有匹配的假负载，才允许通过一段电缆接到输出端上去，而不影响其阻抗值。如果是失配的假负载，则任何的联接电缆，都会使其阻抗值改变。由于这一原因，不推荐采用两支 SWR 表串接起来进行比对。因为在各自的输出端口上的 SWR 值，并不相等，除非端接的是准确的匹配负载。